系统设计人员可以面临这样的挑战:在高输出电流下，将高直流输入电压下转换为非常低的输出电压(如在3.5 A时，将60v降至3,3 V)，同时保持高效率、小的外形系数和简单的设计。
将高输入输出电压差与大电流相结合，会自动排除线性稳压器，因为其功耗过大。因此，设计者必须在这些条件下选择切换拓扑。然而，即使有这样的拓扑，实现对空间有限的应用程序足够紧凑的设计仍然是一个挑战。
dc - dc降压变换器面临的挑战
一个高降压比的候选者是降压变换器，因为当必须将输入电压降压到更低的输出电压(如V在= 12v到V出= 3,3 V)以一种有效的方式，具有显著的电流，同时也使用一个小的足迹。然而，在某些条件下，buck变换器在保持其输出电压稳定方面面临着严峻的挑战。为了理解这些挑战，我们必须记住buck变换器在连续导通模式(CCM)下的简化占空比(D)为:
占空比也与开关频率f有关西南)，其中准时(t在)为控制场效应晶体管在每个切换周期内停留的时间(T):
结合方程1和方程2可以看出t在受降压比和f西南：
式3告诉我们，当输入输出电压比(V在/ V出)和/或f西南增加。这意味着buck变换器必须能够以很低的时间运行，在高电压下调节CCM中的输出电压在/电压输出比例，如果f值很高，就更有挑战性了西南．
让我们考虑一个V的应用(最大)= 60v, v出= 3,3 V (I(最大)5 = 3,。
如果需要，我们将使用LT8641调节器数据表中的值，因为本文后面将提供LT8641的解决方案。所需的最低准时时间(t(分钟))对应最高输入电压(V(最大))．为了求出t(分钟)，建议使公式3更精确。包括V西南(机器人)和V西南(上)(buck变换器的两个功率mosfet的电压降)和替换V在与V(最大)我们获得:
用方程4和V(最大)f西南= 1 MHz，我们得到a t(分钟)61 ns。V的西南(机器人)和V西南(上)，我们使用了为R提供的值DS(上)(BOT)和RDS(上)(上)在LT8641数据表中，也知道V西南(机器人)= RDS(上)(BOT)x我(最大)和V西南(上)= RDS(上)(上)x我(最大)．
Buck转换器很少能保证t(分钟)以短值61 ns以上获得;因此，系统设计人员不得不搜索替代拓扑。对于高降压电压比有三种可能的解决方案。
解决方案1:使用LT3748非光电反激式
第一种选择包括使用隔离拓扑，其中变压器由于其N:1匝比执行大部分下转换。在这种情况下，Analog Devices提供了反激式控制器，如LT3748，不需要第三个变压器绕组或光隔离器，使设计更简单和紧凑。图1给出了给定条件下的LT3748解决方案。
尽管LT3748解决方案简化了设计，与标准反激式设计相比节省了空间，但仍然需要一个变压器。对于不需要在输入端和输出端之间隔离的应用程序，最好避免使用该组件，因为与非隔离解决方案相比，该组件会增加复杂性并增加形状系数。
方案二:使用LTM8073和LTM4624µModule设备
作为一种替代方案，设计师可以分两步向下转换。为了将组件数量减少到10个，可以使用2个µModule设备和8个外部组件，如图2所示。此外，两个μ - Module设备已经集成了各自的功率电感，省去了系统工程师很少直接的设计任务。LTM8073和LTM4624都采用BGA封装，各自的尺寸为9 × 6,25 × 3,32 mm和6,25 × 6,25 × 5,01 mm(长×宽×高)，提供了一个小外形因素的解决方案。
由于LTM4624在这些条件下表现出89%的效率，LTM8073最多提供1,1 A到LTM4624的输入。LTM8073可提供高达3a的输出电流，可用于供应其他电路导轨。正是出于这个目的，我们选择了12v作为中间电压(VINT)如图2所示。
尽管避免使用变压器，一些设计师可能不愿意实现需要两个单独的降压转换器的解决方案，特别是在不需要提供其他轨道的中间电压的情况下。
方案3:采用LT8641降压变换器
因此，在许多情况下，使用单buck转换器是首选，因为它提供了结合系统效率、占用空间小和设计简单的最佳解决方案。但我们不是刚刚证明buck转换器无法应对高电压吗在/ V出结合高f西南?
这句话可能适用于大多数buck转换器，但不是所有转换器。模拟设备组合包括降压转换器，如LT8641，它在整个工作温度范围内具有非常短的最小正常时间35 ns(最大50 ns)。这些规格安全低于要求的最小准时时间61 ns之前计算，为我们提供了第三种可能的紧凑解决方案。图3显示了LT8641电路的简单程度。
还值得注意的是，LT8641解决方案可能是三种解决方案中效率最高的。事实上，如果与图3相比，效率必须进一步优化，我们可以降低f西南并选择一个更大的电感尺寸。
尽管f西南也可以用方案2降低，功率电感的集成不能提供灵活性，以提高效率超过一定的点。此外，连续使用两个下转换阶段对效率的负面影响较小。
在解决方案1中，反激式设计的效率将非常高，这是因为它是在边界模式下运行的，并且通过无光反馈设计去掉了所有组件。然而，由于可供选择的变压器数量有限，而解决方案3的电感种类繁多，因此效率无法得到充分优化。
另一种检查LT8641是否满足要求的方法
在大多数应用中，式4中唯一可调节的参数是开关频率。因此，我们重新制定公式4，以评估最大允许的f西南LT8641在给定条件下。这样，我们得到式5:
让我们用这个方程来做下面的例子在= 48v, v出= 3,3v, I(最大)= 1,5 A, f西南= 2 MHz。48v的输入电压在汽车和工业应用中很常见。将这些条件插入式5，得到:
因此，在提供的应用条件下，LT8641可以在fSW高达2,12 MHz的情况下安全运行，证明LT8641是该应用的一个很好的选择。
结论
本文提出了三种不同的方法来实现高降压比下的紧凑设计。LT3748反激解决方案不需要笨重的光隔离器，推荐用于输入和输出端之间需要隔离的设计。
第二种方法涉及实现LTM8073和LTM4624µModule设备，当设计人员在为应用程序选择最优电感器和/或必须提供额外的中间轨时，这种方法特别有意义。
第三种方法是基于LT8641降压变换器的设计，当唯一的要求是陡电压下变频时，它提供了最简单、最紧凑的解决方案。
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