编辑器的选择


三种紧凑的高降压比解决方案

2022年5月30日编辑器的选择电力电子/电源管理

系统设计人员可以面临这样的挑战:在高输出电流下,将高直流输入电压下转换为非常低的输出电压(如在3.5 A时,将60v降至3,3 V),同时保持高效率、小的外形系数和简单的设计。

将高输入输出电压差与大电流相结合,会自动排除线性稳压器,因为其功耗过大。因此,设计者必须在这些条件下选择切换拓扑。然而,即使有这样的拓扑,实现对空间有限的应用程序足够紧凑的设计仍然是一个挑战。

dc - dc降压变换器面临的挑战

一个高降压比的候选者是降压变换器,因为当必须将输入电压降压到更低的输出电压(如V= 12v到V= 3,3 V)以一种有效的方式,具有显著的电流,同时也使用一个小的足迹。然而,在某些条件下,buck变换器在保持其输出电压稳定方面面临着严峻的挑战。为了理解这些挑战,我们必须记住buck变换器在连续导通模式(CCM)下的简化占空比(D)为:


占空比也与开关频率f有关西南),其中准时(t)为控制场效应晶体管在每个切换周期内停留的时间(T):


结合方程1和方程2可以看出t受降压比和f西南


式3告诉我们,当输入输出电压比(V/ V)和/或f西南增加。这意味着buck变换器必须能够以很低的时间运行,在高电压下调节CCM中的输出电压在/电压输出比例,如果f值很高,就更有挑战性了西南

让我们考虑一个V的应用(最大)= 60v, v= 3,3 V (I(最大)5 = 3,。

如果需要,我们将使用LT8641调节器数据表中的值,因为本文后面将提供LT8641的解决方案。所需的最低准时时间(t(分钟))对应最高输入电压(V(最大)).为了求出t(分钟),建议使公式3更精确。包括V西南(机器人)和V西南(上)(buck变换器的两个功率mosfet的电压降)和替换V与V(最大)我们获得:


用方程4和V(最大)f西南= 1 MHz,我们得到a t(分钟)61 ns。V的西南(机器人)和V西南(上),我们使用了为R提供的值DS(上)(BOT)和RDS(上)(上)在LT8641数据表中,也知道V西南(机器人)= RDS(上)(BOT)x我(最大)和V西南(上)= RDS(上)(上)x我(最大)

Buck转换器很少能保证t(分钟)以短值61 ns以上获得;因此,系统设计人员不得不搜索替代拓扑。对于高降压电压比有三种可能的解决方案。

解决方案1:使用LT3748非光电反激式

第一种选择包括使用隔离拓扑,其中变压器由于其N:1匝比执行大部分下转换。在这种情况下,Analog Devices提供了反激式控制器,如LT3748,不需要第三个变压器绕组或光隔离器,使设计更简单和紧凑。图1给出了给定条件下的LT3748解决方案。

尽管LT3748解决方案简化了设计,与标准反激式设计相比节省了空间,但仍然需要一个变压器。对于不需要在输入端和输出端之间隔离的应用程序,最好避免使用该组件,因为与非隔离解决方案相比,该组件会增加复杂性并增加形状系数。

方案二:使用LTM8073和LTM4624µModule设备

作为一种替代方案,设计师可以分两步向下转换。为了将组件数量减少到10个,可以使用2个µModule设备和8个外部组件,如图2所示。此外,两个μ - Module设备已经集成了各自的功率电感,省去了系统工程师很少直接的设计任务。LTM8073和LTM4624都采用BGA封装,各自的尺寸为9 × 6,25 × 3,32 mm和6,25 × 6,25 × 5,01 mm(长×宽×高),提供了一个小外形因素的解决方案。

由于LTM4624在这些条件下表现出89%的效率,LTM8073最多提供1,1 A到LTM4624的输入。LTM8073可提供高达3a的输出电流,可用于供应其他电路导轨。正是出于这个目的,我们选择了12v作为中间电压(VINT)如图2所示。

尽管避免使用变压器,一些设计师可能不愿意实现需要两个单独的降压转换器的解决方案,特别是在不需要提供其他轨道的中间电压的情况下。

方案3:采用LT8641降压变换器

因此,在许多情况下,使用单buck转换器是首选,因为它提供了结合系统效率、占用空间小和设计简单的最佳解决方案。但我们不是刚刚证明buck转换器无法应对高电压吗/ V结合高f西南?

这句话可能适用于大多数buck转换器,但不是所有转换器。模拟设备组合包括降压转换器,如LT8641,它在整个工作温度范围内具有非常短的最小正常时间35 ns(最大50 ns)。这些规格安全低于要求的最小准时时间61 ns之前计算,为我们提供了第三种可能的紧凑解决方案。图3显示了LT8641电路的简单程度。

还值得注意的是,LT8641解决方案可能是三种解决方案中效率最高的。事实上,如果与图3相比,效率必须进一步优化,我们可以降低f西南并选择一个更大的电感尺寸。

尽管f西南也可以用方案2降低,功率电感的集成不能提供灵活性,以提高效率超过一定的点。此外,连续使用两个下转换阶段对效率的负面影响较小。

在解决方案1中,反激式设计的效率将非常高,这是因为它是在边界模式下运行的,并且通过无光反馈设计去掉了所有组件。然而,由于可供选择的变压器数量有限,而解决方案3的电感种类繁多,因此效率无法得到充分优化。

另一种检查LT8641是否满足要求的方法

在大多数应用中,式4中唯一可调节的参数是开关频率。因此,我们重新制定公式4,以评估最大允许的f西南LT8641在给定条件下。这样,我们得到式5:


让我们用这个方程来做下面的例子= 48v, v= 3,3v, I(最大)= 1,5 A, f西南= 2 MHz。48v的输入电压在汽车和工业应用中很常见。将这些条件插入式5,得到:


因此,在提供的应用条件下,LT8641可以在fSW高达2,12 MHz的情况下安全运行,证明LT8641是该应用的一个很好的选择。

结论

本文提出了三种不同的方法来实现高降压比下的紧凑设计。LT3748反激解决方案不需要笨重的光隔离器,推荐用于输入和输出端之间需要隔离的设计。

第二种方法涉及实现LTM8073和LTM4624µModule设备,当设计人员在为应用程序选择最优电感器和/或必须提供额外的中间轨时,这种方法特别有意义。

第三种方法是基于LT8641降压变换器的设计,当唯一的要求是陡电压下变频时,它提供了最简单、最紧凑的解决方案。

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